DISPOSITIVOS Y CIRCUITOS INTEGRADOS DE MICROONDAS 23-02-05 DISPOSITIVOS Y CIRCUITOS INTEGRADOS DE MICROONDAS ESTUDIOS: INGENIERÍA ELECTRÓNICA (OPTATIVA) CRÉDITOS: 6(3T, 3P), 2º CUATRIMESTRE PROFESOR: JUAN ANTONIO JIMÉNEZ TEJADA Programa: I. INTRODUCCIÓN II. DISPOSITIVOS ESPECÍFICOS DE MICROONDAS. HERRAMIENTAS DE CARACTERIZACIÓN ELEMENTOS PASIVOS DE CIRCUITOS MONOLÍTICOS Configuraciones y modelos. INTRODUCCIÓN A LA CARACTERIZACIÓN DE REDES Parámetros S, diagramas de flujo, regla de Mason. Aplicación a los transistores de

microondas. Estabilidad. CARACTERIZACIÓN DE TRANSISTORES DE MICROONDAS: MESFET DE GaAs. TRANSISTOR BIPOLAR DE HETEROUNIÓN (HBT). TRANSISTOR DE EFECTO CAMPO DE MODULACIÓN DEL DOPADO (MODFET). Tecnología de fabricación. Principio de operación y modelos. Ruido. Caracterización

de transistores: baja y alta frecuencia. Configuraciones de polarización. III. DISEÑO DE CIRCUITOS DE MICROONDAS DISEÑO DE AMPLIFICADORES DE ALTA FRECUENCIA Ganancia y figura de ruido. Ejemplos de diseño Herramientas de ayuda al diseño CIRCUITOS ANALÓGICOS NO LINEALES Generación de microondas con elementos activos de dos terminales (Diodo túnel.

Diodo IMPATT. Diodo Gunn) Diseño de osciladores con transistores CIRCUITOS DE CONMUTACIÓN Y CONTROL Bibliografía - Gonzalez, G., Microwave transistor amplifiers : analysis and design. Prentice Hall, 1997. FCI/621 GON mic - Pozar, D.M., Microwave engineering 2nd edition, John Wiley & Sons, 1998. FCI/621 POZ mic - Vendelin, G., Pavio, A.M., Rohde, U.L., Microwave circuit design using linear and nonlinear techniques John Wiley & Sons, 1990. FCI/621 VEN mic - Ishii, T. Koryu, Microwave engineering 2nd edition, Technology publications (Harcout Brace Jovanovich) 1989. FCI/621 ISH mic - Medley M. W., Microwave and RF Circuits. Analysis, synthesis and design. Artech House, 1993. - Soares, R, GaAs MESFET Circuit Design Artech house 1988 - Sze S.M.,Semiconductor Devices. Physics and Technology. John Wiley & sons, 1985. FCI/621 SZE sem (Ed. 1981- FCI/621 SZE phy) - G. Matthaei, L. Young, E.M.T. Jones, “Microwave filters, Impedance matching networks, and coupling structures”., Artech House, 1980

DISPOSITIVOS Y CIRCUITOS INTEGRADOS DE MICROONDAS 23-02-05 Objetivos:

1. Diseño de un circuito amplificador y otro oscilador en el rango de microondas y su posterior comprobación experimental.

Metodología:

• Clases teóricas con transparencias mudas. Se aconseja la toma de notas de clase. • Clases prácticas a cargo de los estudiantes que desarrollaran:

o Ocho problemas a lo largo del curso. Cuatro de ellos los presentaran en clase al resto de los compañeros. Los otros cuatro los presentarán individualmente en el despacho del profesor. La entrega de problemas quedará fijada mediante un calendario.

o Diseños de dos circuitos que se adecuan a los objetivos de la asignatura. Se presentarán de forma individual en el despacho del profesor.

o Dos sesiones de laboratorio. En la primera se enseñará un programa de simulación de circuitos de microondas. En la segunda se verificarán experimentalmente los montajes diseñados.

Evaluación: • Trabajos de clase más los dos diseños prácticos. • Examen opcional.

Criterios de evaluación: • Puntualidad en la entrega de los trabajos. • Capacidad para la presentación de los trabajos atendiendo a:

o Planteamiento de los problemas: enunciado y herramientas a utilizar. o Exposición y desarrollo de los problemas. o Resultados. o Capacidad de síntesis.

• Capacidad para enfrentarse a problemas nuevos y búsqueda de soluciones.

1

Dispositivos y circuitos integrados de microondas Ingeniería Electrónica - Facultad de Ciencias – Univ. Granada 0.2

Dispositivos y circuitos Dispositivos y circuitos integrados de microondas.integrados de microondas.

IntroducciónIntroducción

Dispositivos y circuitos integrados de microondas Ingeniería Electrónica - Facultad de Ciencias – Univ. Granada 0.3

Fotografía de un amplificador con BJT a 0.9 GHz.

Stubs en cortocircuito

Polarización del transistor

1

Dispositivos y circuitos integrados de microondas Ingeniería Electrónica - Facultad de Ciencias – Univ. Granada 0.4

¿Por qué se utilizan las líneas de transmisión?

Análisis del conmutador mediante teoría de circuitos elemental

50 Vt<0

50 Ω

I=0 A

A) Línea de transmisión microstrip.

Dispositivos y circuitos integrados de microondas Ingeniería Electrónica - Facultad de Ciencias – Univ. Granada 0.5

¿Por qué se utilizan las líneas de transmisión?

Análisis del conmutador mediante teoría de circuitos elemental

50 Vt=0

50 Ω

I=1 A

2

Dispositivos y circuitos integrados de microondas Ingeniería Electrónica - Facultad de Ciencias – Univ. Granada 0.6

Separemos la bombilla de la fuente 300.000 Km.

50 V t<0

50 Ω

300.000 Km

Dispositivos y circuitos integrados de microondas Ingeniería Electrónica - Facultad de Ciencias – Univ. Granada 0.7

Separemos la bombilla de la fuente 300.000 Km.¿Cuánto tiempo tardará en encenderse la bombilla?

50 V t=0

50 Ω

300.000 Km

3

Dispositivos y circuitos integrados de microondas Ingeniería Electrónica - Facultad de Ciencias – Univ. Granada 0.8

Separemos la bombilla de la fuente 300.000 Km.¿Cuánto tiempo tardará en encenderse la bombilla?

50 V t>1 s

50 Ω

300.000 Km

Dispositivos y circuitos integrados de microondas Ingeniería Electrónica - Facultad de Ciencias – Univ. Granada 0.9

¿Qué corriente circula cuando se cierra el conmutador en t=0?

• No se sabe con la información que se dispone.• Como la tensión tarda al menos un segundo en llegar a la bombilla, la corriente inicial dependerá de alguna característica de los hilos.• Siempre que se haga uso de esa característica los hilos se tratarán como líneas de transmisión.• El tiempo que tarda la tensión en llegar al destino (tiempo de propagación) determina si los hilos se clasifican o no como líneas de transmisión.

¿Cuál es ese tiempo de propagación que permite distinguir un hilo normal de una línea de transmisión?

4

Dispositivos y circuitos integrados de microondas Ingeniería Electrónica - Facultad de Ciencias – Univ. Granada 0.10

Un hilo se considera línea de transmisión si el tiempo de propagación es mayor o igual que el tiempo de transición de un pulso.

Tiempo de propagación

Tiempo de transición

A B

Entrada A

Entrada B

Señal propagándose Hilo conductor

Aplicaciones digitales.

Dispositivos y circuitos integrados de microondas Ingeniería Electrónica - Facultad de Ciencias – Univ. Granada 0.11

Tiempos de transición típicos en circuitos digitales:•CMOS 5 – 20 ns• TTL 1 – 10 ns• ECL 0.5 – 3 ns• GaAs 100 – 200 ps

Velocidad de propagación típica en circuitos impresos:• 150 mm/ns = 1.5·108 m/s

Ejemplo: en un diseño de circuitos ECL se utilizan líneas impresas de 750 mm. ¿Se consideran líneas de transmisión?

Solución: tiempo de propagación = (750mm)/(150mm/ns) = 5 ns

5

Dispositivos y circuitos integrados de microondas Ingeniería Electrónica - Facultad de Ciencias – Univ. Granada 0.12

Periodo

Tiempo de propagación

Señal entrante Hilo conductor Señal saliente

Señal entrante

Señal saliente

Un hilo se considera línea de transmisión si la longitud del conductor es mayor de la décima parte de la longitud de onda de la señal o el tiempo de propagación es mayor de la décima parte del periodo.

Aplicaciones analógicas.

Dispositivos y circuitos integrados de microondas Ingeniería Electrónica - Facultad de Ciencias – Univ. Granada 0.13

1MHz 200 m10 MHz 20 m100 MHz 2 m1 GHz 20 cm

Equivalencia entre frecuencias y longitud de onda en un hilo conductor donde la velocidad de propagación es el 60% de la velocidad de la luz en el vacío.

Ondas electromagnéticas

Ondas largas 30-300 kHz 10-1 km

Ondas medias 300-3000 kHz 1000-100 m

Ondas cortas 3-30 MHz 100-10 m

Ondas ultra cortas 30-300 MHz 10-1 m

Microondas 0.3-30 GHz 100-1 cm

Ultramicroondas 30-3000 GHz 10-0.1 mm

(milimétricas, submilimétricas)

SHF

UHF, VHF, HF (suprautilizada)

0 50 100 150 200 250 300

EHF

Rango no muy explorado

f(GHz)

Infrarrojos 3-416 THz 0.1mm-720 nm

Radio frecuencias

High frequency HF 3-30 MHz 100-10m

Very High frequency VHF 30-300MHz 10-1 m

Ultra High frequency UHF 0.3-3 GHz 100-10 cm

Super High frequency SHF 3-30 GHz 10-1 cm

Extreme High frequency EHF 30-300GHz 10-1 mm

Bandas de

microondas

Frecuencia (GHz) Bandas de

microondas

Frecuencia (GHz)

L 1.12-1.7 K 18-26.5

LS 1.7-2.6 V(R)(KA) 26.5-40

S 2.6-3.95 Q(V) 33-50

C(G) 3.95-5.85 M(W) 50-75

XN(J) (XC) 5.85-8.2 E(Y) 60-90

XB(H) (BL) 7.05-10.0 F(N) 90-140

X 8.2-12.4 G(A) 140-220

KU(P) 12.4-18.0 R 220-325

Aplicaciones: comunicaciones, radar, control de calidad industrial, análisis de

materiales, hornos domésticos, investigación en física atómica.

1.2

CIRCUITOS INTEGRADOS MONOLÍTICOS DE MICROONDAS (MMIC)

Objetivo: integrar funciones complejas de microondas de bajo coste.

Aplicaciones: Inicialmente militares, hoy en día comerciales.

Definición: Integración conjunta de elementos de circuito activos y pasivos para

formar componentes o subsistemas.

Dispositivos activos: MESFET, diodo Schottky.

Pasivos: elementos de adaptación localizados y distribuidos,

redes de polarización e

interconexiones entre elementos activos, pasivos y tierra.

Ventajas:

- menor coste por el proceso en serie

- Fiabilidad al eliminar cables y elementos discretos

(cable: fuente incontrolada de elementos parásitos)

- Pequeño tamaño y peso.

- Flexibilidad en el diseño y operación multifunción en el mismo chip.

1.3

ELEMENTOS DE CIRCUITOS MONOLÍTICOS

Interconexiones de baja inductancia

• Minimización de inductancias en:

- Terminal de fuente de FETs de potencia.

- Dispositivos de ondas milimétricas.

• Conexiones al plano de tierra

- "wrap around": metalización en los

bordes del chip

- "via holes": hendiduras realizadas en

la parte posterior del sustrato hasta

alcanzar la metalización superior.

• Conexiones aéreas "crossovers"

- Entre celdas individuales de FETs de potencia

- En inductores

- Se satisface criterio de circuito monolítico.

1.4

Sustrato de los circuitos integrados monolíticos de microondas.

GaAs: debido a sus ventajas frente al Si.

- Movilidad electrónica 6 veces superior y velocidad de deriva máxima 2 veces

mayor

=> reducción de resistencias parásitas,

aumento de transconductancias y

reducción de tiempo de tránsito

=> aumento de ganancia y frecuencias máximas de operación y disminución

de figuras de ruido.

- Resistividad del GaAs superior a 107Ω cm

=> utilización como sustrato semiaislante,

menores capacidades parásitas.

- Existencia de regiones donde dv/dE < 0

=> dispositivos con resistencia negativa

Limitaciones al grosor del sustrato

• Imponen un máximo ( 125µm):

- Resistencia térmica

- Tamaño del "via hole"

- Inductancia asociada al "via hole" ( 0.5pH/µm)

• Imponen un mínimo ( 50µm)

Fragilidad

Pérdidas por conducción.

1.5

Tipos de sustratos en un diseño MIC

Alumina (Al2O3): el más popular, alta εr, bajas pérdidas eléctricas, fácil

metalización.

Duroid: soporte blando, baja εr=2.2, muy bajas pérdidas, combinación de Teflón y

Fiberglas, se metalizan solo con cobre. Los soportes blandos son útiles

en aplicaciones que usan encapsulados (aplicaciones de bajo ruido).

- Los sustratos duros se metalizan por sputtering (delgados) o con una pasta

(gruesos). Hay varios tipos de capas metálicas, cada una con su función (tabla)

1.6

ELEMENTOS PASIVOS LOCALIZADOS

• Aplicaciones: redes de polarización, ecualización de ganancia, terminaciones

resistivas

• Rango: banda X-20GHz (dimensiones < 0.1λ)

Condensadores

• Aplicaciones: entre bloques dc, camino paralelo, adaptación.

• Geometrías:

- a,b,c:

· acoplamiento con el sustrato.

· Limitado a valores bajos <1.0pF

· Pérdidas en los bordes Q≈40-80

(banda X)

- d,e:

· uso de dieléctrico

· aplicaciones de baja impedancia

(potencia), bloqueo y camino paralelo

(bypass).

· Pérdidas en dieléctrico Q≈50-100

(banda X)

· C≈1pF-40pF

Condensadores entrelazados

Med: Q=75-50, f=10-15GHz, C=0.3pF, T=5µm, l=10µm, dmet=1.5µm

1.7

Condensadores de capas superpuestas

• Modelo equivalente

• Pérdidas

• Propiedades del dieléctrico:

(1) cte dieléctrica (2) capacidad

(3) pérdidas de microondas (4) campo de ruptura

(5) coef. de temperatura (6) integridad de la lámina

(7) método y temperatura de deposición.

• Figuras de mérito

Producto capacidad-tensión de ruptura: Fcv=(C/A)Vb=εrε0Eb=8-10·103 pF·V/mm2

Producto capacidad-factor Q: Fcq=(C/A)Qd=C/(A·tgδd)=εrε0/(t·tgδd)=103-106 pF/mm2

Campo de ruptura típico: Eb=1-2 MV/cm

εr=4-20

tgδd=10-1-10-3

1.8

Inductores

• Aplicaciones: como elementos de adaptación y para introducir la polarización "RF

chokes".

• Valores típicos: 0.5 - 10 nH (mayores valores a menores frecuencias)

•Geometrías:

• Modelo de Podell para el inductor circular espiral:

D=diámetro del inductor, T=grosor de la metalización

• Inductores rectangulares o cuadrados: menor Q pero más fáciles de fabricar.

• Modelo distribuido para inductor espiral (l ≥0.1 λ)

γ=constante de propagación compleja1.9

Resistencias

• Aplicaciones: circuitos de ecualización, elemento de terminación de

componentes, elemento de realimentación negativa.

• Consideraciones de diseño: (1) resistencia laminar, (2) coeficiente de

temperatura, (3) resistencia térmica, (4) elementos parásitos que afecten a la

respuesta en frecuencia.

• Tipos de resistencias: (1) lámina semiconductora, (2) lámina de metal, (3)

mezcla metal-aislante (cermet)

• Elementos parásitos: capacidad con el plano de tierra (similar a microstrip) e

inductancia distribuida de la lámina.

• Resistencia térmica baja => área de la lámina grande. La anchura fijada por la

línea que la alimenta => longitud grande => comportamiento distribuido

• Láminas metálicas preferibles a semiconductoras por su menor dependencia

térmica y mayor linealidad a altas corrientes dc

1.10

1.11

1.12

LÍNEAS DE TRANSMISIÓN

- Uso: elementos de interconexión y de adaptación de impedancias.

- Configuraciones básicas:

- Microstrip

Facilidad para conexión en serie

Plano de tierra como superficie de montaje y disipador

Pérdidas y dispersión bajas.

Dificultad: conexión paralelo

⇒ conexiones a tierra "via hole" o "wrap around"

⇒ inducción parásita, limitación a alta frecuencia <40GHz

R LC G

L·dz

C·dz

+

-

v

i

i+ dzMiMz

MvMz

v+ dz

+

-Sin pérdidas

- Modelo de línea de transmisión con sección uniforme

1.13

- Líneas excitadas por generadores senoidales.

- Constante dieléctrica e impedancia característica de un microstrip.

,r

t’t

W

1.14

- Caracterización de elementos pasivos

• Coeficiente de reflexión: calidad de adaptación entre impedancias y la

+

-

v ZL

iimpedancia característica de la línea.

• Elemento de 2 puertas.

+

-Z0Z0

Z0

Z0

+V2

-V2V1

+

V1-

Elemento demicroondas

Razón de onda estacionaria "VSWR": amplitud de tensión máxima entre amplitud

de tensión mínima en la línea de transmisión

•Parámetros S: coeficientes de transmisión y reflexión con una carga de referencia

S11=Γ1, S21=T, en redes multipuerta Spq=Vp-/Vq

+

Redes pasivas, salvo ferritas, recíprocas: Spq=Sqp

Red pasiva sin pérdidas: ∑p|Spq|2=1, conservación potencia

Diseño de circuitos: minimizar energía reflejada y maximizar transmisión

(altas pérdidas de retorno y VSWR≈1)

1.15

Impedancia de una línea cargada.

Zin Z0 ZL

l

En el cálculo vamos a omitir la dependencia temporal por ser un término común.

Donde l es la longitud de la línea y se ha realizado el cambio de variable x -> d

x=0 x=l ->d=l-x d=l d=0

1.16

- Impedancia de una línea cargada

Zin Z0 ZL

l

8/4 8/2 38/4 l

Z /jin

1.17

DISEÑO DE CIRCUITOS DE ALTA FRECUENCIA

CARACTERIZACIÓN DE REDES

- Parámetros H, Y, Z.

Medida experimental: cortocircuito o circuito abierto.

Problemas a frecuencias elevadas:

I.- no se pueden medir corriente y tensiones totales

II.- cortocircuitos y c. abiertos difíciles de conseguir

III.- Oscilaciones en dispositivos activos (transistores, diodos túnel)

Solución: trabajar con ondas viajeras.

LÍNEAS DE TRANSMISIÓN

Corriente, tensión y potencia como

ondas viajeras en líneas de

transmisión: inciden y se reflejan en

fuente y carga -> ondas estacionarias

1.18

PARÁMETROS S

Definiendo:

ai 2 potencia incidente, bi

2 potencia reflejada (ver apéndice)

MEDIDA DE PARÁMETROS S

S11, coeficiente de reflexión de entrada de la red

S21, coeficiente de transmisión. Indica ganancia o atenuación.

S12, coeficiente de transmisión inversa

S22, coeficiente de reflexión de la salida (entrada con ZL=Z0)

1.19

1.20

REDES MULTIPUERTA

n puertas: n2 parámetros, igual concepto de medida, [bi]=[Sij][ai]

TIPOS DE REDES

. Red recíproca: matriz de parámetros S = a su traspuesta (S12=S21)

. Red sin pérdidas: no disipa potencia

matriz I unitaria: I-S*S=0

.Red con pérdidas: potencia reflejada menor que incidente. Autovalores en plano

complejo izquierdo

CAMBIO EN EL PLANO DE REFERENCIA

. Útil al medir dispositivos activos de pequeño tamaño: no existen conectores de

ese tamaño => insertado entre líneas de transmisión.

1.21

ANÁLISIS DE REDES CON PARÁMETROS S

Ejemplo de determinación de parámetros S:

Normalización de la admitancia y terminación con admitancia característica:

1.22

1.23

Apéndice: Potencia incidente y reflejada.

Relaciones entre ondas de tensión y corriente incidente y reflejada con las

variables a y b. Como el término ejωt se puede omitir de todos los miembros de las

igualdades nos queda una relación fasorial (amplitud de la señal y fase).

Para calcular la potencia de la señal, tanto instantánea como promedio, hay que

trabajar con señales reales, no complejas (no tiene sentido una potencia

compleja). Con esta salvedad, la potencia media incidente y refejada referidas a la

notación fasorial es:

Nota: si en la notación fasorial se utiliza como convenio el valor eficaz de una

señal en lugar de su amplitud el factor 1/2 de las dos ecuaciones anteriores no

aparecería. ¡Cuidado con esto.!

1.24